Frasi Storiche

[Trivia]

*da uno sguardo al post counter di andrew*

 :ninja:

[Andrew01]

*da uno sguardo al post counter di andrew*

 :ninja:

O_O''


 :ninja:

[Huragano]

Ecco va mejo che io e tri non parliamo di te endriu :biggrin2:

[Sefiro]

:ninja:
che spammoni che siete

   

[Richter]

ecco una frase ke nn dovra' essere d'esempio x nessuno ma la scrivo lo stesso -.-'


Ogni giorno Tid si sveglia e sa che dovra' spammare + di endriu

Ogni giorno Endriu si sveglia e sa che dovra' spammare + di Tid

non importa che tu sia Tid o Endriu..Spamma!


gh


sottotitolo:"ke poi rich ti sega le gambine"

[Tidus™]

sottotitolo:"ke poi rich ti sega le gambine"

:ninja:


ora dirò qualcosa così da giustificare il post...

Oggetto: filtri attivi passa basso VCVS (controllati in tensione con sorgente di tensione) del 2° ordine
Obiettivo: rilevare la curva di risposta del modulo e della fase
Materiale: TL081
                   2 resistori da 4,7 [KΩ]
                   resistore da 33 [KΩ]
                   resistore da 56 [KΩ]
                   2 condensatori da 33 [nF]
                   oscilloscopio
                   generatore di funzioni
                   generatore di tensione (±12 [V] continui)
                   cavi vari



In questo progetto analizzeremo il circuito di un filtro passa basso di tipo VCVS alla Butterworth così da ricavare i valori del guadagno Ao e della frequenza di taglio superiore fH.
Successivamente rileveremo la curva di risposte del modulo e della fase A (jf).

Realizziamo un filtro attivo passa-basso utilizzando il circuito integrato TL081


I filtri attivi, oltre alla funzione di filtro, amplificano il segnale in ingresso (in banda portante) e, avendo una resistenza d'ingresso idealmente infinita e una resistenza d'uscita pari a zero, permettono, a differenza dei filtri passivi, di mettere più amplificatori operazionali in cascata, rendendo non interagenti fra di loro eventuali capacità.
Per il rilievo della curva è opportuno applicare in ingresso un segnale sinusoidale Vs di ampiezza ridotta. Nel nostro caso abbiamo applicato 1 [V].
Teoricamente:
fH = 1/ (2πRC) = 1/ (2π4,7*103*33*10-9) = 1,026 [KHz]

mentre il guadagno è dato da:
Ao = 1+ Rb/Ra = 1 + 33*103/56*103 = 1,589

Sapendo che:
2ζ = 3-Ao = 3- 1,589 = 1,411
quindi
ζ = 0,7055

Si nota immediatamente che il valore è molto vicino a 0,707, ovvero al valore del coefficiente del termine s del polinomio di Butterworth; perciò possiamo affermare che il filtro corrisponde a questa approssimazione.

Ora ricaviamo fH e Ao praticamente.
Colleghiamo l'ingresso Vs e l'uscita Vo all'oscilloscopio in modo da vedere i due segnali.
Variando la frequenza prendiamo i valori delle 2 tensioni ora riportate nella seguente tabella:



f   Vs [V]   Vo [V]   Ao   Ao [dB]
10 [Hz]   1   1.2   1.2   1.5
30 [Hz]   1   1.5   1.5   3.5
50 [Hz]   1   1.5   1.5   3.5
200 [Hz]   1   1.5   1.5   3.5
500 [Hz]   1   1.4   1.4   2.9
700 [Hz]   1   1.3   1.3   2.3
800 [Hz]   1   1.2   1.2   1.6
1 [KHz]   1   1,05   1,05   0.4
1.3 [KHz]   1   0.7   0.7   -3.1
1.5 [KHz]   1   0.5   0.5   -6
1.7 [KHz]   1   0.4   0.4   -8


Il filtro in banda passante ha un guadagno di 3,5 [db]. Sapendo che si è sulla frequenza di taglio quando il guadagno subisce un'attenuazione di 3 [dB], possiamo dire che fH = 1 [KHz] quindi molto vicino al valore teorico calcolato in precedenza. Stessa cosa per il guadagno Ao = 1,5.


Per ricavare lo sfasamento ripeteremo le misure e, utilizzando la proporzione:
T:360° = t:α

Infatti il periodo del segnale (lunghezza massima della sinusoide) sta a 360° (fase massima del segnale) come t (lunghezza dello spazio tra l'inizio della sinusoide d'ingresso e l'inizio della sinusoide d'uscita) sta ad α (sfasamento in uscita).
Quindi rapportiamo il tempo massimo con la fase massima e il tempo di ritardo con il ritardo della fase.

Possiamo notarlo meglio nei due seguenti grafici:

nel primo si vede compre prendiamo T, ovvero il periodo del segnale
nel secondo t, ovvero il ritardo del secondo segnale:


Prendiamo il valore di T e t così da calcolarci lo sfasamento α alle varie frequenze.
Ricordiamo che α = (t*360°)/T
I valori sono riportati nella tabella:







f   Vs [V]   Vo [V]   T [cm]   T [cm]   α
10 [Hz]   1   1.2   /   /   0°
30 [Hz]   1   1.5   /   /   0°
50 [Hz]   1   1.5   /   /   0°
200 [Hz]   1   1.5   4.8   0.2   15°
500 [Hz]   1   1.4   3.7   0.4   39°
700 [Hz]   1   1.3   3.7   0.45   43.8°
800 [Hz]   1   1.2   2.4   0.45   67.5°
1 [KHz]   1   1   2.1   0.5   85.7°
1.2 [Khz]   1   0.8   2.1   0.55   94.3°
1.4 [KHz]   1   0.6   2.2   0.65   106.4°
1.8 [KHz]   1   0.4   2.2   0.75   122.7°
2 [KHz]   1   0.2   2.4   0.9   135°

Vediamo che il circuito fino a 200 [Hz] non sfasa il segnale in ingresso; ma dopo questa soglia inizia a sfasare il segnale arrivando intorno ai 90° per f = 1 [KHz].
Infatti i filtri alla Butterworth presentano una risposta piatta nella banda passante, garantendo un guadagno costante, ma la loro risposta in fase non è lineare.
Nonostante questo viene utilizzato nel campo audio, dato che l'orecchio umano non percepisce le variazioni di fase.

Le differenze tra i valori teorici e quelli rilevati praticamente, possono essere dovute a errori di lettura oppure da prestazioni non ottimali dei componenti utilizzati.
Soprattutto per il calcolo dello sfasamento un minimo errore di lettura può portare all'errore di 10-15°, quindi nel grafico la curva non sarà perfetta.



-____-'

[Huragano]

sottotitolo:"ke poi rich ti sega le gambine"

:ninja:


ora dirò qualcosa così da giustificare il post...

Oggetto: filtri attivi passa basso VCVS (controllati in tensione con sorgente di tensione) del 2° ordine
Obiettivo: rilevare la curva di risposta del modulo e della fase
Materiale: TL081
                   2 resistori da 4,7 [KΩ]
                   resistore da 33 [KΩ]
                   resistore da 56 [KΩ]
                   2 condensatori da 33 [nF]
                   oscilloscopio
                   generatore di funzioni
                   generatore di tensione (±12 [V] continui)
                   cavi vari



In questo progetto analizzeremo il circuito di un filtro passa basso di tipo VCVS alla Butterworth così da ricavare i valori del guadagno Ao e della frequenza di taglio superiore fH.
Successivamente rileveremo la curva di risposte del modulo e della fase A (jf).

Realizziamo un filtro attivo passa-basso utilizzando il circuito integrato TL081


I filtri attivi, oltre alla funzione di filtro, amplificano il segnale in ingresso (in banda portante) e, avendo una resistenza d'ingresso idealmente infinita e una resistenza d'uscita pari a zero, permettono, a differenza dei filtri passivi, di mettere più amplificatori operazionali in cascata, rendendo non interagenti fra di loro eventuali capacità.
Per il rilievo della curva è opportuno applicare in ingresso un segnale sinusoidale Vs di ampiezza ridotta. Nel nostro caso abbiamo applicato 1 [V].
Teoricamente:
fH = 1/ (2πRC) = 1/ (2π4,7*103*33*10-9) = 1,026 [KHz]

mentre il guadagno è dato da:
Ao = 1+ Rb/Ra = 1 + 33*103/56*103 = 1,589

Sapendo che:
2ζ = 3-Ao = 3- 1,589 = 1,411
quindi
ζ = 0,7055

Si nota immediatamente che il valore è molto vicino a 0,707, ovvero al valore del coefficiente del termine s del polinomio di Butterworth; perciò possiamo affermare che il filtro corrisponde a questa approssimazione.

Ora ricaviamo fH e Ao praticamente.
Colleghiamo l'ingresso Vs e l'uscita Vo all'oscilloscopio in modo da vedere i due segnali.
Variando la frequenza prendiamo i valori delle 2 tensioni ora riportate nella seguente tabella:



f   Vs [V]   Vo [V]   Ao   Ao [dB]
10 [Hz]   1   1.2   1.2   1.5
30 [Hz]   1   1.5   1.5   3.5
50 [Hz]   1   1.5   1.5   3.5
200 [Hz]   1   1.5   1.5   3.5
500 [Hz]   1   1.4   1.4   2.9
700 [Hz]   1   1.3   1.3   2.3
800 [Hz]   1   1.2   1.2   1.6
1 [KHz]   1   1,05   1,05   0.4
1.3 [KHz]   1   0.7   0.7   -3.1
1.5 [KHz]   1   0.5   0.5   -6
1.7 [KHz]   1   0.4   0.4   -8


Il filtro in banda passante ha un guadagno di 3,5 [db]. Sapendo che si è sulla frequenza di taglio quando il guadagno subisce un'attenuazione di 3 [dB], possiamo dire che fH = 1 [KHz] quindi molto vicino al valore teorico calcolato in precedenza. Stessa cosa per il guadagno Ao = 1,5.


Per ricavare lo sfasamento ripeteremo le misure e, utilizzando la proporzione:
T:360° = t:α

Infatti il periodo del segnale (lunghezza massima della sinusoide) sta a 360° (fase massima del segnale) come t (lunghezza dello spazio tra l'inizio della sinusoide d'ingresso e l'inizio della sinusoide d'uscita) sta ad α (sfasamento in uscita).
Quindi rapportiamo il tempo massimo con la fase massima e il tempo di ritardo con il ritardo della fase.

Possiamo notarlo meglio nei due seguenti grafici:

nel primo si vede compre prendiamo T, ovvero il periodo del segnale
nel secondo t, ovvero il ritardo del secondo segnale:


Prendiamo il valore di T e t così da calcolarci lo sfasamento α alle varie frequenze.
Ricordiamo che α = (t*360°)/T
I valori sono riportati nella tabella:







f   Vs [V]   Vo [V]   T [cm]   T [cm]   α
10 [Hz]   1   1.2   /   /   0°
30 [Hz]   1   1.5   /   /   0°
50 [Hz]   1   1.5   /   /   0°
200 [Hz]   1   1.5   4.8   0.2   15°
500 [Hz]   1   1.4   3.7   0.4   39°
700 [Hz]   1   1.3   3.7   0.45   43.8°
800 [Hz]   1   1.2   2.4   0.45   67.5°
1 [KHz]   1   1   2.1   0.5   85.7°
1.2 [Khz]   1   0.8   2.1   0.55   94.3°
1.4 [KHz]   1   0.6   2.2   0.65   106.4°
1.8 [KHz]   1   0.4   2.2   0.75   122.7°
2 [KHz]   1   0.2   2.4   0.9   135°

Vediamo che il circuito fino a 200 [Hz] non sfasa il segnale in ingresso; ma dopo questa soglia inizia a sfasare il segnale arrivando intorno ai 90° per f = 1 [KHz].
Infatti i filtri alla Butterworth presentano una risposta piatta nella banda passante, garantendo un guadagno costante, ma la loro risposta in fase non è lineare.
Nonostante questo viene utilizzato nel campo audio, dato che l'orecchio umano non percepisce le variazioni di fase.

Le differenze tra i valori teorici e quelli rilevati praticamente, possono essere dovute a errori di lettura oppure da prestazioni non ottimali dei componenti utilizzati.
Soprattutto per il calcolo dello sfasamento un minimo errore di lettura può portare all'errore di 10-15°, quindi nel grafico la curva non sarà perfetta.



-____-'

Spam....ammonizione! :ninja:

[Richter]

sottotitolo:"ke poi rich ti sega le gambine"

:ninja:

Spam....ammonizione! :ninja:

nemmeno x sogno..nn dimenticarti hura che tra amici ci si copre e ci si da sempre ragione quindi tid puo' spammare quanto gli pare..eh eh eh eh eh

-_-

[Huragano]

Non vedo l'ora che torni ffsaga gyahyahyahyahya O_O' :ninja:

[Mr.Fanne's]

fanne con tutto l'affetto ke ho realmente x te..dai -_- vale x trevi vale x tutti

[Richter]

o piantiamola...la mia era una frase con riferimento...nn fatemi incazzare ho gia deletato trevi.

[Mr.Fanne's]

o piantiamola...la mia era una frase con riferimento...nn fatemi incazzare ho gia deletato trevi.

Ok, era per scherzare.

Comunque visitate questo forum bellissimo










^^ che oltretutto è ffsaga

[TREVI]

Non mi ricordo + cosa avevo scritto perchè mi hai cancellato ?  

[Richter]

bravo amore cosi ti voglio ****_**** cmq nn l'avevo con te


no cmq ho editato se no poi mi stressano ke siam di parte-.-


edit:xkè lo fanno -_-


x trevi:xkè nn è possibile ke se dico una cosa cosi inizia lo spam gratuito-.-

[Tidus™]

sottotitolo:"ke poi rich ti sega le gambine"

:ninja:


ora dirò qualcosa così da giustificare il post...

Oggetto: filtri attivi passa basso VCVS (controllati in tensione con sorgente di tensione) del 2° ordine
Obiettivo: rilevare la curva di risposta del modulo e della fase
Materiale: TL081
                   2 resistori da 4,7 [KΩ]
                   resistore da 33 [KΩ]
                   resistore da 56 [KΩ]
                   2 condensatori da 33 [nF]
                   oscilloscopio
                   generatore di funzioni
                   generatore di tensione (±12 [V] continui)
                   cavi vari



In questo progetto analizzeremo il circuito di un filtro passa basso di tipo VCVS alla Butterworth così da ricavare i valori del guadagno Ao e della frequenza di taglio superiore fH.
Successivamente rileveremo la curva di risposte del modulo e della fase A (jf).

Realizziamo un filtro attivo passa-basso utilizzando il circuito integrato TL081


I filtri attivi, oltre alla funzione di filtro, amplificano il segnale in ingresso (in banda portante) e, avendo una resistenza d'ingresso idealmente infinita e una resistenza d'uscita pari a zero, permettono, a differenza dei filtri passivi, di mettere più amplificatori operazionali in cascata, rendendo non interagenti fra di loro eventuali capacità.
Per il rilievo della curva è opportuno applicare in ingresso un segnale sinusoidale Vs di ampiezza ridotta. Nel nostro caso abbiamo applicato 1 [V].
Teoricamente:
fH = 1/ (2πRC) = 1/ (2π4,7*103*33*10-9) = 1,026 [KHz]

mentre il guadagno è dato da:
Ao = 1+ Rb/Ra = 1 + 33*103/56*103 = 1,589

Sapendo che:
2ζ = 3-Ao = 3- 1,589 = 1,411
quindi
ζ = 0,7055

Si nota immediatamente che il valore è molto vicino a 0,707, ovvero al valore del coefficiente del termine s del polinomio di Butterworth; perciò possiamo affermare che il filtro corrisponde a questa approssimazione.

Ora ricaviamo fH e Ao praticamente.
Colleghiamo l'ingresso Vs e l'uscita Vo all'oscilloscopio in modo da vedere i due segnali.
Variando la frequenza prendiamo i valori delle 2 tensioni ora riportate nella seguente tabella:



f   Vs [V]   Vo [V]   Ao   Ao [dB]
10 [Hz]   1   1.2   1.2   1.5
30 [Hz]   1   1.5   1.5   3.5
50 [Hz]   1   1.5   1.5   3.5
200 [Hz]   1   1.5   1.5   3.5
500 [Hz]   1   1.4   1.4   2.9
700 [Hz]   1   1.3   1.3   2.3
800 [Hz]   1   1.2   1.2   1.6
1 [KHz]   1   1,05   1,05   0.4
1.3 [KHz]   1   0.7   0.7   -3.1
1.5 [KHz]   1   0.5   0.5   -6
1.7 [KHz]   1   0.4   0.4   -8


Il filtro in banda passante ha un guadagno di 3,5 [db]. Sapendo che si è sulla frequenza di taglio quando il guadagno subisce un'attenuazione di 3 [dB], possiamo dire che fH = 1 [KHz] quindi molto vicino al valore teorico calcolato in precedenza. Stessa cosa per il guadagno Ao = 1,5.


Per ricavare lo sfasamento ripeteremo le misure e, utilizzando la proporzione:
T:360° = t:α

Infatti il periodo del segnale (lunghezza massima della sinusoide) sta a 360° (fase massima del segnale) come t (lunghezza dello spazio tra l'inizio della sinusoide d'ingresso e l'inizio della sinusoide d'uscita) sta ad α (sfasamento in uscita).
Quindi rapportiamo il tempo massimo con la fase massima e il tempo di ritardo con il ritardo della fase.

Possiamo notarlo meglio nei due seguenti grafici:

nel primo si vede compre prendiamo T, ovvero il periodo del segnale
nel secondo t, ovvero il ritardo del secondo segnale:


Prendiamo il valore di T e t così da calcolarci lo sfasamento α alle varie frequenze.
Ricordiamo che α = (t*360°)/T
I valori sono riportati nella tabella:







f   Vs [V]   Vo [V]   T [cm]   T [cm]   α
10 [Hz]   1   1.2   /   /   0°
30 [Hz]   1   1.5   /   /   0°
50 [Hz]   1   1.5   /   /   0°
200 [Hz]   1   1.5   4.8   0.2   15°
500 [Hz]   1   1.4   3.7   0.4   39°
700 [Hz]   1   1.3   3.7   0.45   43.8°
800 [Hz]   1   1.2   2.4   0.45   67.5°
1 [KHz]   1   1   2.1   0.5   85.7°
1.2 [Khz]   1   0.8   2.1   0.55   94.3°
1.4 [KHz]   1   0.6   2.2   0.65   106.4°
1.8 [KHz]   1   0.4   2.2   0.75   122.7°
2 [KHz]   1   0.2   2.4   0.9   135°

Vediamo che il circuito fino a 200 [Hz] non sfasa il segnale in ingresso; ma dopo questa soglia inizia a sfasare il segnale arrivando intorno ai 90° per f = 1 [KHz].
Infatti i filtri alla Butterworth presentano una risposta piatta nella banda passante, garantendo un guadagno costante, ma la loro risposta in fase non è lineare.
Nonostante questo viene utilizzato nel campo audio, dato che l'orecchio umano non percepisce le variazioni di fase.

Le differenze tra i valori teorici e quelli rilevati praticamente, possono essere dovute a errori di lettura oppure da prestazioni non ottimali dei componenti utilizzati.
Soprattutto per il calcolo dello sfasamento un minimo errore di lettura può portare all'errore di 10-15°, quindi nel grafico la curva non sarà perfetta.



-____-'

Spam....ammonizione! :ninja:

ma nn ho spammato


cmq devo ancora tojere quella nella mia firma -_-'